Overspenningsbeskyttelse for lastebiler

Innlegget forklarer en overspenningsavskjermingsbeskyttelseskrets i form av bil dump dump belastning for å beskytte sensitiv og sofistikert moderne bilelektronikk fra forbigående DC elektriske pigger som kommer fra kjøretøyets elektriske.

Transiente busspenninger er en betydelig risikofaktor for integrerte kretser. Den maksimale sammenbruddsspenningen som en integrert krets kan spesifiseres for å tåle, bestemmes av dens stil og designtilnærming som overveiende kan være lav for små CMOS-enheter.

Hva er forbigående spenning

Forbigående eller gjentatte overspenningsforhold som bekjemper en ICs absolutt høyeste spenningsspesifikasjon, kan muligens skade en enhet irreversibelt.

Nødvendigheten av overspenningssikkerhet er spesielt utbredt i 12V- og 24V-konstruksjoner i biler hvor topp 'last dump' -transienter vanligvis er like høye som GOV. Enkelte belastningsbeskyttelsesstrategier skifter inngang forbigående til bakken gjennom enheter som ligner skreddioder og MOV.

Vanskeligheten med shuntmetoden er at mye kraft muligens kan bli prosessert.

Shunt-teknikker er vanligvis uønsket dersom det er en plikt til å yte kontinuerlig beskyttelse gjennom en overspenningssituasjon (slik det skjer med dobbelt batteri).

Designet

Overspenningsbeskyttelseskretsen for bilbelastningsdump vist i figur 1 er en perfekt seriekobling eller serieutkoblingskrets som er bygget for å sikre en bryteregulatorbelastning som hadde en optimal inngangsspenning på 24V.

Kretsen er ment fra økonomiske, diskrete enheter og bruker en enkelt Texas Instruments LMV431AIMF.

Gitt at denne kretsen benytter en PFET-passeringsenhet (Q1), kan det være et marginalt spenningsfall fremover eller relatert strømtap.

Kretsdiagram

Figur 1

Høflighet : Over-Voltage Protection Circuit for Automotive Load Dump

Hvordan fungerer LM431AIMF-diode

Den tilpassbare referansen til LMV431AIMF (D1) fungerer best for denne situasjonen, bare fordi den gir en billig måte å fastslå et grundig utgangspunkt og overvåke optimal temperaturnøyaktighet som blir ganske vanskelig med en zenerdiode eller på samme måte med andre alternative alternativer (1% for En versjon, 0,5% for B-versjonen).

For å bevare denne nøyaktigheten og påliteligheten, er motstandene R1 og R2 valgt for å være 1% toleranse, ellers kan det anbefales at det er enda bedre.

Variable referansespenninger kan vanligvis tenkes feil. Ta for eksempel: 'Hva er den tredje ledningen som slutter fra den dioden'? '

Du kan finne mange typer referanser for variabel spenning. Forskjellig med ulik innebygd innstilt spenning mens andre med vekselstrømretningspolaritet.

Alle kan identifiseres med et par grunnleggende (og ganske betydningsfulle) trinn: En temperaturregulert, nøyaktig båndgapsspenningsreferanse, sammen med en forsterkningsfeilforsterker (innlemmet som en komparator i den omtalte kretsen).

Flertallet av delene viser unike resultater ved å innlemme en åpen samler eller emitter. Figur 2 viser konseptuelt hva som kan forventes inne i Texas Instruments LMV431AIMF.

Beregning av grenseverdien

Inngangsspenningen kontrolleres og styres av LMV431 ved hjelp av spenningsdeler R1 og R2. Kretsen beskrevet i figur 1 er konfigurert til å aktivere ved 19,2V, selv om det kan velges et vilkårlig nivånivå som kan bli funnet ut ved hjelp av følgende ligninger:

Vtrip = 1,24 x (R1 + R2 / R1)

R2 = R1 (Vtrip / 1.24 - 1)

Hvordan det fungerer

Utgangen fra LMV431 reduseres så snart den innstilte referansepinnen oppdages til å være over 1,24V. Katoden til en LMV431 er i stand til å bringe ned til et metningsnivå på ca. 1,2V.

Det nevnte nivået kan være akkurat nok til å slå Q2 av. Q2 ble overveiende håndplukket for å bære en forhøyet portterskel (> 1.3V). Det anbefales ikke å bruke en erstatning for Q2 uten å ta hensyn til dette.

Brikkens driftsbetingelser for D1, Q2 og Q1 er angitt i tabell 1 for tilstanden som involverer et 19,2 V punktavsnitt.

Kretsens driftsforhold er beskrevet i figur 3. Kutt av nivå kan forventes å være omtrent i området 2.7V til GOV. Under ca. 2,7 V kan kretsen sees over til av-situasjonen.

Årsaken er fraværet av tilstrekkelig inngangsspenning for å nivåere porten til kildeterskler for Q1 og Q2.

Mens den er i av-tilstand, tilbyr kretsen rundt 42 kQ til inngangen (av status hvilelast). Zener-dioder D2 og D3 er avgjørende for å begrense overskytingsporten til kildespenninger som uttrykt av Q og Q2 (som kanskje ikke får lov til å gå utover 20V).

D3 hemmer også katoden til D fra å skyte over den angitte grensen på 35V. Resistor Rd forsikrer en kompromittert forspenning til Q2 slik at den kan oppfylle Q2s avløpslekkasje i av-tilstand.

Det er viktig å se kroppsdioden i Q, det innebærer at den ikke beskytter belastningen for feilkoblet batteri (motsatt polaritetsinngangsspenning).

For å være i stand til å beskytte tilstanden til feil batteripolaritet, kan det være tilrådelig å innlemme en blokkeringsdiode eller en forsterket alternativ (den ene bak den andre) PFET kan også være nødvendig.

Kretsen kan sees tilskrives å aktivere øyeblikkelig, men gjenopprette forholdene ganske tregt. Kondensator C, viser rask utladning til negativ via LMV431 i en jevn overspenning.

Så snart situasjonen er normal, holdes tilkoblingen litt igjen av R3-C1-tidsforsinkelsesvariablene.

Et betydelig antall belastninger (som kan være regulatorer) benytter betydelige inngangskondensatorer som tillater tidsforsinkelse for avskjæringskretsen å fungere ved å hemme den forbigående svinghastigheten.

Arbeidsmønsteret til standard transient og tilgjengelig kapasitans blir ansvarlig for å fastsette den tiltenkte forsinkelsestiden.

Avstengningsimplementeringen fra den foreslåtte overspenningsbeskyttelseskretsen for bilbelastning finner sted på omtrent tolv sek. De forventede høyeste forbigående økningstidene er begrenset i et balansert nivå til de nevnte periodene av C (belastning).

Denne kretsen ble bekreftet med en C (belastning) på 1 pF. Det er mulig å prøve større belastning, og det er greit med tanke på at det vil være raske svingninger, reduserte kilder til impedans.