TPS24710/11/12/13 Hot-Swap Controller Circuit Forklart

Den regulerer overspenningsstrømmen når en komponent er installert og beskytter mot kortslutning og overstrømsproblemer mens komponenten er i bruk.

Dette muliggjør erstatning av skadede komponenter, forbedringer eller vedlikehold uten å slå av hele systemet, som er kritisk for systemer med høy tilgjengelighet som servere og nettverksbrytere.

Oversikt

I hot-swap-applikasjoner er TPS2471Xs primære funksjon å pålitelig kjøre en ekstern N-kanals MOSFET ved 2,5 V til 18 V. Ved bruk av feiltid og justerbare strømbegrensninger, beskytter den tilbudet og belastningen fra overdreven strøm under oppstart.

I tillegg garanterer kretsen at den eksterne MOSFET holder seg inne i det trygge driftsområdet (SOA). Den kontrollerer også strøm. Dessuten ved å bruke denne varme bytte strømforsyningen, kan du nå erstatte defekte deler av lastkretsen uten å måtte slå av inngangseffekten.

TPS24710/11/12/13 er en type kontroller som er lett for oss å bruke. Det er laget for å jobbe med spenninger fra 2,5 V til 18 V, og det er det de kaller en hot-swap-kontroller, og dette betyr at den er i stand til å kontrollere en ekstern N-kanals MOSFET trygt.

Vi kan også se at den har en programmerbar strømgrense og feiltid, og at disse er der for å holde forsyningen og belastningen trygt mot for mye strøm når vi starter opp ting.

Etter at enheten startet opp lot vi strømmer gå over grensen som ble plukket av brukeren, men bare til en timeout som er programmert skjer. Men hvis det virkelig er store overbelastningshendelser, vil vi umiddelbart koble lasten fra kilden.

Saken er at den nåværende sansegrensen er lav den er på 25 mV, og den er veldig nøyaktig, så vi er i stand til å bruke sansemotstander som er mindre og fungerer bedre, noe som betyr at det er mindre tapt kraft og fotavtrykket er mindre.

I tillegg sørger den programmerbare kraftbegrensningen for at den eksterne MOSFET alltid fungerer innenfor det trygge driftsområdet SOA.

På grunn av dette er vi i stand til å bruke MOSFET -er som er mindre og systemet ender opp med å være mer pålitelig. Det er også strøm gode og feilutganger som vi kan benytte oss av for å holde øye med statusen og kontrollere belastningen lenger nedover linjen.

Funksjonsblokkdiagram

Pinout -detaljer

Kretsdiagram

PIN -beskrivelse

I

Når vi påfører en spenning på 1,35 V eller mer på denne spesielle en -pinnen, slås den på eller muliggjør bryteren for portdriveren.

Hvis vi legger til en ekstern motstandsdelere, lar den EN -pinnen fungere som en underspenningsmonitor som holder øye med spenningsnivåene.

Nå hvis vi sykler en -pinnen ved å bringe den lavt og deretter tilbake høye, er det som om vi treffer tilbakestillingsknappen for TPS24710/11/12/13, spesielt hvis den tidligere har låst av på grunn av en feiltilstand.

Det er viktig at vi ikke lar denne tappen flyte, den må kobles til noe.

Flt

FLT -pinnen er spesielt for TPS24712/13 -variantene. Denne aktive høye open-drener-utgangen går i en høyimpedansetilstand når TPS24712/13 har jobbet i gjeldende grense for for lenge og ført til at feiltimeren utløper.

Hvordan FLT -pinnen fungerer virkelig avhenger av hvilken versjon av IC vi bruker. For TPS24712 fungerer det i sperre -modus. På den annen side opererer TPS24713 i Retry -modus.

Når vi er i sperre-modus hvis feiltimeren løper ut, slår den av den eksterne MOSFET og holder FLT-pinnen i en åpen drenertilstand. For å tilbakestille denne låsede modusen kan vi sykle enten en pin eller VCC.

Nå hvis vi er i prøvingsmodus når feiltimeren utløper, slår den først av den eksterne MOSFET. Så venter det på at seksten sykluser av tidtakeren lades og utskrives.

Etter å ha ventet på det prøver å starte på nytt. Hele prosessen gjentar stadig så lenge feilen fremdeles er der. I Retry-modus blir FLT-pinnen åpen-dren når feiltimeren deaktiverer det eksterne MOSFET.

Hvis vi har en kontinuerlig feil, blir FLT -bølgeformen til en serie pulser. Det er verdt å merke seg at FLT -pinnen ikke aktiveres hvis noe annet deaktiverer den eksterne MOSFET som en -pin en overstempler av overtemperatur eller UVLO -undervolts -lockout. Hvis vi ikke bruker denne pinnen, kan vi la den flyte.

Fltb

FLTB -pinnen er spesielt for TPS24710/11. Denne aktive-lave open-drener-utgangen går lavt når TPS24710/11/12/13 har vært i gjeldende grense lenge nok til at feiltimeren kan si 'Tiden er opp'.

Hvordan FLTB -pinnen oppfører seg, avhenger av IC -versjonen vi bruker. TPS24710 fungerer i sperre -modus mens TPS24711 fungerer i prøvingsmodus.

Hvis vi er i sperre -modus, vil en feil av feil slå av den eksterne MOSFET og holde FLTB -pinnen lavt. For å tilbakestille låsemodus kan vi sykle EN eller VCC. Hvis vi er i prøvingsmodus, vil en feil timeout først slå av den eksterne MOSFET, og vent på seksten sykluser med tidtaker og utlading og deretter prøve å starte på nytt.

Hele prosessen vil gjenta så lenge feilen er til stede. I Retry -modus trekkes FLTB -pinnen lav når feiltimeren deaktiverer den eksterne MOSFET.

Hvis det er en kontinuerlig feil, blir FLTB -bølgeformen en serie pulser. Husk at FLTB -pinnen ikke aktiveres hvis den eksterne MOSFET er deaktivert av EN -en overstempler eller UVLO. Hvis vi ikke bruker denne pinnen, kan den ligge flytende.

PORT

Gate -pinnen er veldig viktig fordi det er slik vi driver den eksterne MOSFET i det vesentlige å fortelle det hva vi skal gjøre. For å hjelpe med dette er det en ladepumpe som gir en strøm på 30 µA. Denne ekstra strømmen hjelper den eksterne MOSFET til å prestere bedre.

For å sikre at spenningen mellom porten og kilden ikke går for høy og forårsaker skade, er det et klemmesett med 13,9 volt mellom porten og VCC. Dette er spesielt viktig fordi VCC vanligvis er veldig nær Vout når ting kjører normalt.

Når vi først starter opp, justerer en transkonduktansforsterker portspenningen til en spesifikk MOSFET (M1). Dette hjelper til med å begrense inrushstrømmen som er en bølge av strøm som kan skje når du først slår på noe.

I løpet av denne tiden lader timerstiften en timerkondensator (CT). Denne begrensningen av inrushstrømmen fortsetter til spenningsforskjellen mellom porten og VCC går over et bestemt punkt som kalles tidtakeraktiveringsspenningen. Denne spenningen er 5,9 volt når VCC er på 12 volt.

Når spenningsforskjellen går over denne terskelen, går TPS24710/11/12/13 inn i det som kalles kretsbrytermodus.

Timeraktiveringsspenningen fungerer som en trigger når spenningen treffer som peker inrush -operasjonen stopper og timeren slutter å gi strøm og begynner å synke den i stedet.

Nå i kretsbrytermodus ser vi stadig på strømmen som går gjennom Rsenense og sammenligner den med en grense basert på strømgrenseopplegget til MOSFET (sjekk ut Prog for mer informasjon om dette).

Hvis strømmen gjennom RSense går over denne grensen, vil MOSFET M1 bli slått av for å beskytte den. Gate -pinnen kan også deaktiveres i noen få spesifikke situasjoner.

Porten trekkes ned av en 11-ma strømkilde når visse feilforhold skjer:

Feiltimeren går tom for tid under en overbelastningsstrømfeil (når vsenense går over 25 mV).

Spenningen Ven faller under settnivået.

Spenningen VVCC går under underspennings-lockout (UVLO) terskel.

Hvis det er en hard kortslutning ved utgangen, trekkes porten ned av en mye sterkere 1 en strømkilde i veldig kort tid (13,5 µs).

Dette skjer bare hvis spenningsforskjellen mellom VCC og Sense er mer enn 60 mV, noe som forteller oss at det er en hurtig-tur-stengingssituasjon. Etter denne raske avstengningen brukes en 11-mA-strøm for å holde den eksterne MOSFET slått av.

Endelig hvis brikken blir for varm overskridelse av overtemperatur-avstengningsterskelen, er også portpinnen deaktivert. Gate -pinnen vil holde seg lite i sperre -modus for visse versjoner av brikken (TPS24710 og TPS24712). For andre versjoner (TPS24711 og TPS24713) vil den med jevne mellomrom prøve å starte på nytt.

En viktig ting å huske at vi ikke skal koble noen ekstern motstand direkte fra portpinnen til bakken (GND) eller fra portpinnen til utgangen (ut).

GND

GND -pinnen er ganske grei det er der vi kobler til systemets bakke. Tenk på det som det vanlige referansepunktet for alle spenningene i kretsen.

UTE

Utpinnen er virkelig viktig for å overvåke spenningsforskjellen mellom avløpet og kilden til den eksterne MOSFET også kjent som M1. Denne spenningsavlesningen er nødvendig for både strømgodsindikatoren (PG/PGB) og den strømbegrensende motoren.

Begge er avhengige av nøyaktige målinger fra denne pinnen for å fungere ordentlig. For å beskytte ut -pinnen mot potensielt skadelige negative spenningspigger, bør vi bruke en klemmediode eller nok kondensatorer.

For situasjoner der det er mye kraft, foreslår vi en Schottky diode vurdert til 3 A og 40 V i en SMC -pakke som en god klemmeløsning.

Vi må også omgå ut-pinnen til GND ved hjelp av en keramisk kondensator med lav impedans. Kapasitasjonen til denne kondensatoren skal være et sted mellom 10 NF og 1 μF.

S

PG -pinnen er spesielt for TPS24712/13 -komponentene. Denne utgangen fungerer i en aktiv høy modus som betyr at den går høyt når ting er bra og er satt opp som en åpen drin.

Dette gjør det enkelt å koble til DC/DC -omformere eller andre overvåkningskretser.

PG-pinnen går inn i en høyimpedansetilstand som betyr at den i det vesentlige kobles fra når avløps-til-kildespenningen til FET går under 170 mV. Dette skjer etter en kort forsinkelse på 3,4 millisekunder for å unngå falske triggere. Motsatt vil det trekke lavt når VDS går over 240 mV.

Etter at VDS av M1 øker, går PG-pinnen til en lavimpedanstilstand som betyr at den aktivt trekkes lavt etter den samme 3,4-ms forsinkelsen. Dette skjer når porten trekkes til GND på grunn av noen av disse situasjonene:

Vi oppdager en overbelastningsstrømfeil som betyr v _SANS er større enn 25 mV.

Det er en alvorlig kortslutning ved utgangen som forårsaker V (V _CC -Sense) å være større enn 60 mV som indikerer at vi har nådd hurtig-tur-avstengningsterskelen.

Spenningen ved v _I faller under den angitte terskelen.

Spenningen ved v _VCC faller under underspennings-lockout (UVLO) terskel.

Temperaturen på matrisen går over terskel for overtemperaturavstengning (OTSD).

Det er viktig å huske at hvis du ikke planlegger å bruke PG -pinnen, kan du ganske enkelt la den være koblet til. Det vil ikke påvirke driften av resten av kretsen.

PGB

Vi utpeker PGB -pinnen spesielt for TPS24710/11 -enheten. Denne spesielle utgangen jobber i sin drift med en aktiv lav konfigurasjon, og vi karakteriserer den ved den åpne avløpsdesignen som vi spesifikt har laget, slik at den kan koble seg til de DC/DC -omformere eller overvåkningskretser som er nedstrøms fra den.

Vi ser at PGB -signalet gjør en overgang, og beveger seg til en lav tilstand når vi observerer at avløpet til kildespenning (VDS) av felteffekten transistor (FET) synker til et nivå under 170 mV, dette skjer etter at vi har en DGLITCH -forsinkelse som varer i 3,4 millisekunder.

På den annen side vender det tilbake og går til en åpen avløpstilstand når VDS går over 240 mV. Etter at vi har sett VD -ene for M1 -økning, noe som oppstår når porten trekkes ned til bakken under noen av omstendighetene vi vil liste nedenfor, går PGB deretter inn i en tilstand av høy impedans etter at vi har ventet på den samme 3,4 ms DGLITCH -forsinkelsen:

IC oppdager en overbelastningsstrømfeil når den ser at vsenense -spenningen går over 25 mV.

Hvis IC finner ut at det er en alvorlig kortslutning som er til stede, kan den fortelle fordi V (VCC - Sense) lesing er større enn 60 mV, noe som forteller oss at den raske trip -avslutningen av terskel er blitt brutt.

Se at spenningen Ven faller til et nivå under terskelen som er utpekt for den.

VCC -spenningen dypper, og går under underspennings -lockout (UVLO) terskel.

Legg merke til at matemperaturen stiger, og går over terskel for over temperaturavstengning (OTSD).

Det er verdt å merke seg at vi kan forlate denne tappen uten koblet hvis vi ikke trenger å bruke den.

Prog -motstand

For å regulere den maksimale kraften som vi tillater i den eksterne MOSFET M1 under disse inrush -forholdene, må vi koble til en programmerbar (PROG) -motstand fra denne PIN -pin PGB til bakken. Det er avgjørende at vi unngår å bruke spenning på denne pinnen.

Hvis du ikke trenger en konstant strømgrense, bør du bruke en prog -motstand som har en verdi på 4,99 kΩ. For å bestemme hva den maksimale kraften er, kan vi bruke følgende ligning (1):

R _Prog = 3125 / (P _Lim * R _SANS + 0,9 mv * v _CC )

For å beregne kraftgrensen basert på en RPROG som allerede eksisterer, bør vi bruke følgende plim -ligning (2), som er den tillatte strømgrensen til MOSFET M1:

P _Lim = 3125 / (r _Prog * R _SANS ) - (0,9 mv * v (v _CC -Out)) / r _SANS

I denne formelen er rsense laststrømovervåkningsmotstanden som er koblet mellom VCC -pinnen og sansepinnen. RPROG er også motstanden som vi kobler fra prog -pinnen til GND.

Vi måler både RPROG og RSENSE i ohm, og vi måler Plim i Watts. Vi bestemmer Plim ved å se på den maksimale tillatte termiske stresset til MOSFET M1 som vi kan finne ved hjelp av en annen ligning:

P _Lim <(T _{J (maks)} - t _{C (maks)} ) / R _{Θjc (maks} )