Enkle FET-kretser og prosjekter

De Field-Effect Transistor eller FET er en 3 terminal halvlederanordning som brukes til å bytte DC-belastning med høy effekt gjennom ubetydelige strøminnganger.

FET kommer med noen unike funksjoner som høy inngangsimpedans (i megohms) og med nesten null belastning på en signalkilde eller det vedlagte foregående trinnet.

FET viser et høyt nivå av transkonduktans (1000 til 12.000 mikroohms, avhengig av merkevaren og produsentens spesifikasjoner), og maksimal driftsfrekvens er likeledes stor (opptil 500 MHz for ganske mange varianter).

Jeg har allerede diskutert FET-arbeid og karakteristikk i en av mine tidligere artikler som du kan gå gjennom for en detaljert gjennomgang av enheten.

I denne artikkelen vil vi diskutere noen interessante og nyttige applikasjonskretser ved hjelp av felteffekttransistorer. Alle disse applikasjonskretsene som presenteres nedenfor, utnytter de høye inngangsimpedansegenskapene til FET for å skape ekstremt nøyaktige, følsomme elektroniske kretser og prosjekter med et bredt spekter.

Audio forforsterker

FET fungerer veldig bra for å lage mini AF-forsterkere fordi den er liten, gir den høy inngangsimpedans, den krever bare en liten mengde likestrøm, og den gir god frekvensrespons.

FET-baserte AF-forsterkere, med enkle kretser, gir utmerket spenningsforsterkning og kan konstrueres små nok til å få plass i et mikrofonhåndtak eller i en AF-testsonde.

Disse blir ofte introdusert i forskjellige produkter mellom trinn hvor det kreves en overføringsforsterkning og hvor rådende kretsløp ikke bør belastes i vesentlig grad.

Figuren ovenfor viser kretsen til et trinn en-transistor forsterker med de mange fordelene med FET. Designet er en felles kildemodus som kan sammenlignes med og a felles-emitter BJT-krets .

Forsterkerens inngangsimpedans er rundt 1M introdusert av motstand R1. Den angitte FET er en billig og lett tilgjengelig enhet.

Spenningsøkningen til forsterkeren er 10. Den optimale inngangssignalamplituden like før utgangssignalets toppklipping er rundt 0,7 volt rms, og den tilsvarende utgangsspenningsamplituden er 7 volt rms. Med 100% spesifikasjoner trekker kretsen 0,7 mA gjennom 12-volts DC-forsyning.

Ved å bruke en enkelt FET kan inngangssignalspenningen, utgangssignalspenningen og DC-driftsstrømmen variere til en viss grad over verdiene gitt ovenfor.

Ved frekvenser mellom 100 Hz og 25 kHz er forsterkerresponsen innenfor 1 dB fra 1000 Hz-referansen. Alle motstander kan være 1/4 watt. Kondensatorer C2 og C4 er 35-volts elektrolytiske pakker, og kondensatorer C1 og C3 kan være omtrent alle standard lavspenningsenheter.

En standard batteriforsyning eller en hvilken som helst likestrømforsyning fungerer ekstremt. FET-forsterkeren kan også drives av solenergi av et par seriekoblede silisiummoduler.

Hvis ønskelig kan konstant justerbar forsterkningskontroll implementeres ved å erstatte et 1 megohm potensiometer for motstand R1. Denne kretsen vil fint fungere som en forforsterker eller som en hovedforsterker i mange applikasjoner som krever 20 dB signalforsterkning gjennom hele musikkområdet.

Den økte inngangsimpedansen og moderat utgangsimpedansen vil trolig oppfylle flertallet av spesifikasjonene. For applikasjoner med ekstremt støy kan den angitte FET erstattes med standard matchende FET.

2-trinns FET forsterkerkrets

Det neste diagrammet nedenfor viser kretsen til en to-trinns FET-forsterker som involverer et par lignende RC-koblede trinn, tilsvarende det som ble diskutert i segmentet ovenfor.

Denne FET-kretsen er designet for å gi et stort boost (40 dB) til ethvert beskjedent AF-signal, og kan brukes både individuelt eller introduseres som et trinn i utstyr som krever denne muligheten.

Inngangsimpedansen til den 2-trinns FET-forsterkerkretsen er rundt 1 megohm, bestemt av inngangsmotstandsverdien R1. Hele spenningsforsterkningen til designet er 100, selv om dette tallet kan avvike relativt opp eller ned med spesifikke FET-er.

Den høyeste inngangssignalamplituden før utgangssignalets toppklipping er 70 mV rms, noe som resulterer i utgangssignalamplituden på 7 volt rms.

Under full funksjonell modus kan kretsen forbruke omtrent 1,4 mA gjennom 12-volts likestrømskilde, men denne strømmen kan endres litt avhengig av egenskapene til spesifikke FET-er.

Vi fant ikke noe behov for å inkludere et frakoblingsfilter over trinn, siden denne typen filter kan føre til reduksjon i strømmen til ett trinn. Enhetens frekvensrespons ble testet flatt innenfor ± 1 dB fra 1 kHz-nivået, fra 100 Hz til bedre enn 20 kHz.

Fordi inngangstrinnet strekker seg 'vidåpent', kan det være en mulighet for brumming, med mindre dette trinnet og inngangsterminalene er ordentlig skjermet.

I vedvarende situasjoner kan R1 reduseres til 0,47 Meg. I situasjoner der forsterkeren trenger å skape mindre belastning av signalkilden, kan R1 økes til veldig store verdier opp til 22 megohms, gitt inngangstrinnet skjermet ekstremt godt.

Når det er sagt, kan motstand over denne verdien føre til at motstandsverdien blir den samme som FET-kryssmotstandsverdien.

Untuned Crystal Oscillator

En krystalloscillatorkrets av Pierce-type, som bruker en enkelt felt-effekt transistor, er vist i følgende diagram. En krystalloscillator av Pierce-typen har fordelen av å jobbe uten innstilling. Den trenger bare å festes med en krystall, og deretter drives av en DC-forsyning, for å trekke ut en RF-utgang.

De usynlige krystalloscillator brukes i sendere, klokkegeneratorer, krystalltestermottakerens frontender, markører, RF-signalgeneratorer, signalspottere (sekundære frekvensstandarder) og flere relaterte systemer. FET-kretsen viser en rask starttendens for krystaller som er bedre egnet for innstillingen.

Den FET-avstemte oscillatorkretsen bruker omtrent 2 mA fra 6-volts likestrømskilde. Med denne kildespenningen er RF-utgangsspenningen med åpen krets rundt 4% volt rms DC-forsyningsspenninger så mye som 12 volt, med tilsvarende økt RF-utgang.

For å finne ut om oscillator fungerer, slå av bryteren S1 og koble til et RF-voltmeter over RF-utgangsterminalene. Hvis en RF-meter ikke er tilgjengelig, kan du bruke et hvilket som helst høymotstand DC voltmeter som er riktig shuntet gjennom en generell germaniumdiode.

Hvis målernålen vibrerer, vil det indikere at kretsen fungerer og RF-utslipp. En annen tilnærming kan være å koble oscillatoren til antenne- og jordterminalene til en CW-mottaker som kan innstilles med krystallfrekvensen for å bestemme RF-svingningene.

For å unngå funksjonsfeil, anbefales det sterkt at Pierce-oscillatoren arbeider med det spesifiserte frekvensområdet til krystallet når krystallet er et fundamentalt frekvensskjær.

Hvis overtonekrystaller benyttes, vil ikke utgangen svinge ved krystallens nominelle frekvens, heller med den lavere frekvensen som bestemt av krystallforholdene. For å kjøre krystallet med den nominelle frekvensen til en overtone-krystall, må oscillatoren være av innstilt type.

Tunet Crystal Oscillator

Figur A nedenfor viser kretsen til en grunnleggende krystalloscillator designet for å fungere med de fleste krystallvarianter. Kretsen er innstilt ved hjelp av skrutrekkerjusterbar snegle i induktor L1.

Denne oscillatoren kan enkelt tilpasses for applikasjoner som kommunikasjon, instrumentering og kontrollsystemer. Den kan til og med brukes som en loppedrevet sender, for kommunikasjon eller RC-modellkontroll.

Så snart resonanskretsen, L1-C1, er innstilt på krystallfrekvensen, begynner oscillatoren å trekke rundt 2 mA fra 6-volts likestrømskilde. Den tilhørende RF-utgangsspenningen med åpen krets er rundt 4 volt rms.

Avløpsstrømmen blir redusert med frekvenser på 100 kHz sammenlignet med andre frekvenser på grunn av induktormotstanden som brukes for den frekvensen.

Neste figur (B) illustrerer en liste over industrielle, slug-tunede induktorer (L1) som fungerer ekstremt bra med denne FET-oscillatorkretsen.

Induktanser er valgt for 100 kHz normalfrekvens, 5 skinke radiobånd og 27 MHz borgere-båndet. Likevel blir et betydelig induktansområde ivaretatt ved manipulering av sneglen til hver induktor, og et bredere frekvensområde enn båndene foreslått i bordet kan anskaffes med hver eneste spole.

Oscillatoren kan stilles inn på krystallfrekvensen din ganske enkelt ved å vri sneglen opp / ned på induktoren (L1) for å få et optimalt avvik fra det tilkoblede RF-voltmeteret over RF-utgangsterminalene.

En annen metode ville være å stille inn L1 med en 0 - 5 DC tilkoblet på punkt X: Deretter finjusterer du L1-sneglen til en aggressiv dukkert blir sett ved måleravlesning.

Slug-tuning-anlegget gir deg en nøyaktig innstilt funksjon. I applikasjoner der det blir viktig å stille inn oscillatoren ofte ved hjelp av en tilbakestillbar kalibrering, bør en 100 pF justerbar kondensator brukes i stedet for C2, og sneglen brukes bare for å fikse den maksimale frekvensen i ytelsesområdet.

Fase-skift lydoscillator

Faseskiftoscillatoren er faktisk en enkel motstandskapasitans innstilt krets som er likt for sitt krystallklare utgangssignal (minimum forvrengning sinusbølgesignal).

Felteffekttransistoren FET er mest gunstig for denne kretsen, fordi den høye inngangsimpedansen til denne FET produserer nesten ingen belastning av det frekvensbestemmende RC-trinnet.

Figuren over viser kretsen til en faseforskyvende AF-oscillator som arbeider med en ensom FET. I denne spesielle kretsen avhenger frekvensen av 3-pinners RC faseskiftkrets (C1-C2-C3-R1-R2-R3) som gir oscillatoren sitt spesifikke navn.

For den tiltenkte 180 ° faseforskyvningen for oscillasjon, er verdiene til Q1, R og C i tilbakemeldingslinjen riktig valgt for å generere en 60 ° forskyvning på hver enkelt stift (R1-C1, R2-C2. Og R3-C3) mellom avløpet og porten til FET Q1.

For enkelhets skyld velges kapasitansene til å være like i verdi (C1 = C2 = C3) og motstandene bestemmes på samme måte med like verdier (R1 = R2 = R3).

Frekvensen til nettverksfrekvensen (og for den saks skyld svingningsfrekvensen til designet) vil i så fall være f = 1 / (10,88 RC). hvor f er i hertz, R i ohm og C i farads.

Med verdiene som er presentert i kretsskjemaet, er frekvensen som resultat 1021 Hz (for nøyaktig 1000 Hz med de 0,05 uF kondensatorene skal R1, R2. Og R3 hver for seg være 1838 ohm). Mens du spiller med en faseforskyvningsoscillator, kan det være bedre å justere motstandene sammenlignet med kondensatorene.

For en kjent kapasitans (C) vil den tilsvarende motstanden (R) for å få en ønsket frekvens (f) være R = 1 / (10,88 f C), hvor R er i ohm, f i hertz og C i farader.

Derfor, med de 0,05 uF kondensatorene som er angitt i figuren ovenfor, er motstanden som kreves for 400 Hz = 1 / (10,88 x 400 X 5 X 10 ^ 8) = 1 / 0,0002176 = 4596 ohm. 2N3823 FET leverer den store transkonduktansen (6500 / umho) som er nødvendig for optimal bearbeiding av FET faseskift-oscillatorkretsen.

Kretsen trekker rundt 0,15 mA gjennom 18-volts likestrømskilde, og åpen krets AF-utgang er rundt 6,5 volt rms. Alle motstander som brukes i kretsen, er or1 / 4-watt 5%. Kondensatorer C5 og C6 kan være noen hendige lavspenningsenheter.

Elektrolytkondensator C4 er faktisk en 25 volt enhet. For å sikre en stabil frekvens, bør kondensatorene Cl, C2 og C3 være av beste høy kvalitet og nøye tilpasset kapasitans.

Supergenerativ mottaker

Det neste diagrammet avslører kretsen til en selvslukkende form av supergenerativ mottaker konstruert ved hjelp av en 2N3823 VHF felteffekt-transistor.

Ved å bruke 4 forskjellige spoler for L1, vil kretsen raskt oppdage og begynne å motta 2, 6 og 10 meter skinkebåndsignaler og muligens til og med 27 MHz-punktet. Spoledetaljene er angitt nedenfor:

• For å motta 10 meter bånd eller 27 MHz bånd, bruk L1 = 3,3 uH til 6,5 uH induktans, over en keramisk tidligere, pulverjern kjerne snegle.
• For å motta 6 meter bånd, bruk L1 = 0,99 uH til 1,5 uH induktans, 0,04 over en keramisk form og jernpropp.
• For mottak av 2-meters amatørbåndvind L1 med 4 svinger nr. 14 bar wire-viklet 1/2 tommer diameter.

Frekvensområdet muliggjør mottakeren spesielt for standardkommunikasjon så vel som for radiomodellkontroll. Alle induktorer er ensomme, 2-terminal pakker.

De 27 MHz og 6 og 10 meter induktorer er vanlige, slug-tunede enheter som må installeres på to-pinners stikkontakter for rask plug-in eller utskifting (for enkeltbåndsmottakere kan disse induktorene loddes permanent over PCB).

Når det er sagt, må 2-meters spolen vikles opp av brukeren, og denne bør også være utstyrt med en push-in type bunnsokkel, bortsett fra i en enkeltbånds mottaker.

Et filternettverk omfattende (RFC1-C5-R3) eliminerer RF-ingrediensen fra mottakerutgangskretsen, mens et ekstra filter (R4-C6) demper slukkingsfrekvensen. En passende 2,4 uH induktor for RF-filteret.

Hvordan sette opp

For å sjekke den supergenerative kretsen i begynnelsen:
1 - Koble høyimpedanshodesett til AF-utgangsspor.
2- Juster volumkontrollpotten R5 til sitt høyeste utgangsnivå.
3- Juster regenereringskontrollpotten R2 til den nedre grensen.
4- Juster innstillingskondensatoren C3 til sitt høyeste kapasitansnivå.
5- Trykk på bryteren S1.
6- Fortsett å flytte potensiometeret R2 til du finner en kraftig hveselyd på et bestemt punkt på potten, noe som indikerer start supergenerasjon. Volumet på dette suset vil være ganske konsistent når du justerer kondensatoren C3, men det skal forbedres litt ettersom R2 flyttes opp mot det øverste nivået.

7-Neste Koble til antennen og jordforbindelsene. Hvis du finner ut at antennetilkoblingen slutter å suse, finjusterer du antennetrimmerkondensatoren C1 til suselyden kommer tilbake. Du må justere denne trimmeren med en isolert skrutrekker, bare en gang for å aktivere rekkevidden til alle frekvensbånd.
8- Nå, still inn signaler i hver stasjon, observer AGC-aktiviteten til mottakeren og lydresponsen til talebehandlingen.
9 - Mottakerens innstillingshjul, montert på C3, kan kalibreres ved hjelp av en AM-signalgenerator festet til antennen og bakken.
Plugg inn høyimpedans-øretelefoner eller AF-voltmeter til AF-utgangsterminaler, med hver tilpasning av generatoren, juster C3 for å få et optimalt lydnivå.

De øvre frekvensene i båndene på 10 meter, 6 meter og 27 MHz kan plasseres på det samme stedet over C3-kalibreringen ved å endre skruesneglene i de tilhørende spolene, ved å bruke signalgeneratoren som er festet til den samsvarende frekvensen og har C3 fast på ønsket punkt nær minimal kapasitans.

2-meters spolen er likevel uten snegle og må justeres ved å klemme eller strekke viklingen for å justere den med toppbåndfrekvensen.

Konstruktøren bør huske på at den supergenerative mottakeren faktisk er en aggressiv radiator av RF-energi og kan alvorlig komme i konflikt med andre lokale mottakere innstilt på samme frekvens.

Antennekoblingstrimmeren, C1, bidrar til å gi litt demping av denne RF-strålingen, og dette kan også resultere i et fall i batterispenningen til minimumsverdien, som likevel vil håndtere anstendig følsomhet og lydvolum.

En radiofrekvensforsterker drevet foran supergeneratoren er et ekstremt produktivt medium for å redusere RF-utslipp.

Elektronisk DC voltmeter

Følgende figur viser kretsen til et symmetrisk elektronisk DC voltmeter med en inngangsmotstand (som inkluderer 1 megohm motstand i den skjermede sonden) på 11 megohms.

Enheten bruker omtrent 1,3 mA fra et integrert 9-volts batteri, B, og kan dermed være i drift i lange perioder. Denne enheten spesialiserer seg på 0-1000 volt måling i 8 områder: 0-0,5, 0-1, 0-5, 0-10, 0-50, 0-100,0-500 og O-1000 volt.

Inngangsspenningsdeleren (områdebryter), de nødvendige motstandene består av seriekoblede lagerverdimotstander som må bestemmes forsiktig for å oppnå motstandsverdier så nær som mulig de portretterte verdiene.

Hvis presisjonsmotstander av instrumenttypen kan oppnås, kan mengden motstander i denne tråden reduseres med 50%. Betydning, for R2 og R3, erstatt 5 Meg. for R4 og R5, 4 Meg. for R6 og R7, 500 K for R8 og R9, 400 K for R10 og R11, 50 K for R12 og R13, 40K for R14 og R15, 5 K og for R16 og R17,5 K.

Dette godt balansert DC voltmeter krets har nesten ingen nulldrift noen form for drift i FET Q1 motvirkes automatisk med en balanserende drift i Q2. De interne drenering-til-kildekoblingene til FET, sammen med motstandene R20, R21 og R22, skaper en motstandsbro.

Display-mikroammeter M1 fungerer som detektoren i dette bronettverket. Når en nullsignalinngang påføres den elektroniske voltmeterkretsen, blir meter M1 definert til null ved å justere balansen til denne broen ved hjelp av potensiometer R21.

Hvis en DC-spenning heretter blir gitt til inngangsterminalene, forårsaker ubalansering i broen på grunn av den interne motstandsendringen til avløp til kilde av FET, noe som resulterer i en proporsjonal avbøyning på måleravlesningen.

De RC filter opprettet av R18 og C1 bidrar til å eliminere vekselstrøm og støy oppdaget av sonden og spenningsbryterkretsene.

Foreløpige kalibreringstips

Bruk nullspenning over inngangsterminalene:
1 Slå PÅ S2 og juster potensiometer R21 til måleren M1 viser null på skalaen. Du kan stille rekkeviddebryteren S1 til hvilket som helst sted i dette første trinnet.

2- Plasser rekkeviddebryter til 1 V-plassering.
3- Koble til en nøyaktig målt 1 volt DC-forsyning over inngangsterminalene.
4- Finjuster kalibreringskontrollmotstanden R19 for å få en presis fullskalaavbøyning på måleren M1.
5- Ta kort inngangsspenningen og sjekk om måleren fortsatt er på nullpunktet. Hvis du ikke ser det, tilbakestill R21.
6- Bland mellom trinn 3, 4 og 5 til du ser fullskala avbøyning på måleren som svar på en 1 V inngangsforsyning, og nålen går tilbake til nullmerket så snart 1 V inngang er fjernet.

Rheostat R19 vil ikke kreve noen gjenta oppsett når prosedyrene ovenfor er implementert, med mindre selvfølgelig innstillingen blir forskjøvet.

R21, som er ment for nullstilling, kan kreve bare sjelden tilbakestilling. I tilfelle rekkeviddemotstandene R2 til R17 er presisjonsmotstander, vil denne enkeltrekke kalibreringen være akkurat nok gjenværende områder vil automatisk komme inn i kalibreringsområdet.

En eksklusiv spenningshjul kan skisseres for måleren, eller den allerede til stede 0-100 uA-skalaen kan markeres i volt ved å forestille seg den passende multiplikatoren over alle unntatt 0-100 volt-området.

Voltmeter med høy impedans

Et voltmeter med utrolig høy impedans kan bygges gjennom en felteffekttransistorforsterker. Figuren nedenfor viser en enkel krets for denne funksjonen, som raskt kan tilpasses til en ytterligere forbedret enhet.

I fravær av en spenningsinngang bevarer R1 FET-porten ved negativt potensial, og VR1 er definert for å sikre at forsyningsstrøm via måleren M er minimal. Så snart FET-porten får en positiv spenning, indikerer måleren M forsyningsstrømmen.

Motstand R5 er bare plassert som en strømbegrensende motstand for å beskytte måleren.

Hvis 1 megohm brukes til R1, og 10 megohm motstander for R2, R3 og R4 vil måleren kunne måle spenningsområder mellom omtrent 0,5 v til 15 v.

VR1 potensiometer kan normalt være 5k

Belastningen håndhevet av måleren på en 15v-krets kommer til å være en høy impedans, mer enn 30 megohms.

Bryter S1 brukes til å velge forskjellige måleområder. Hvis det brukes 100 uA meter, kan R5 være 100 k.

Måleinstrumentet gir kanskje ikke en lineær skala, selv om spesifikk kalibrering enkelt kan opprettes gjennom en gryte og voltmeter, som gjør det mulig å måle alle ønskede spenninger på tvers av testledningene.

Kapasitansmåler med direkte avlesning

Måling av kapasitansverdier raskt og effektivt, er hovedtrekket i kretsen som er presentert i kretsskjemaet nedenfor.

Denne kapasitansmåleren implementerer disse 4 separate områdene 0 til 0,1 uF 0 til 200 uF, 0 til 1000 uF, 0 til 0,01 uF og 0 til 0,1 uF. Arbeidsprosedyren til kretsen er ganske lineær, noe som gjør det enkelt å kalibrere 0-50 DC mikroammeter M1-skalaen i picofarads og microfarads.

En ukjent kapasitans koblet til spor X-X kunne deretter måles rett gjennom måleren, uten behov for noen form for beregninger eller balanseringsmanipulasjoner.

Kretsen krever rundt 0,2 mA gjennom et innebygd 18-volts batteri, B. I denne spesielle kapasitansmålerkretsen fungerer et par FET (Q1 og Q2) i en standard avløpskoblet multivibratormodus.

Multivibratorutgangen, oppnådd fra Q2-avløpet, er en firkantbølge med konstant amplitude med en frekvens som hovedsakelig avgjøres av verdiene til kondensatorene C1 til C8 og motstandene R2 til R7.

Kapasitansene på hvert av områdene velges identisk, mens det samme gjøres også for motstandsvalget.

En 6-polet. 4-posisjon. rotasjonsbryter (S1-S2-S3-S4-S5-S6) velger passende multivibratorkondensatorer og motstander sammen med målekretsmotstandskombinasjonen som er nødvendig for å levere testfrekvensen for et valgt kapasitansområde.

Firkantbølgen påføres målerkretsen gjennom den ukjente kondensatoren (koblet over terminalene X-X). Du trenger ikke å bekymre deg for noen nullmålerinnstilling, siden målernålen kan forventes å hvile på null, så lenge en ukjent kondensator ikke er koblet til spor X-X.

For en valgt firkantbølgefrekvens genererer målernålbøyningen en direkte proporsjonal avlesning til verdien av den ukjente kapasitansen C, sammen med en fin og lineær respons.

Derfor, hvis i den foreløpige kalibreringen av kretsen er implementert ved bruk av en nøyaktig identifisert 1000 pF kondensator festet til terminalene XX, og områdebryteren posisjonert til posisjon B, og kalibreringspotten R11 justert for å oppnå en nøyaktig fullskala avbøyning på måleren M1 , vil måleren uten tvil måle 1000 pF-verdien ved fullskalabøyning.

Siden den foreslåtte kapasitansmåler krets gi en lineær respons på dens, kan 500 pF forventes å lese i omtrent halv skala av målerhjulet, 100 pF i skala 1/10, og så videre.

For de 4 områdene av kapasitansmåling , kan multivibratorfrekvensen byttes til følgende verdier: 50 kHz (0—200 pF), 5 kHz (0-1000 pF), 1000 Hz (0—0,01 uF) og 100 Hz (0-0,1 uF).

Av denne grunn bytter brytersegmentene S2 og S3 multivibratorkondensatorene med tilsvarende sett sammen med bryterdelene S4 og S5 som bytter multivibratormotstandene gjennom ekvivalente par.

De frekvensbestemmende kondensatorene bør være kapasitansematchede parvis: C1 = C5. C2 = C6. C3 = C7, og C4 = C8. Tilsvarende bør de frekvensbestemmende motstandene være motstandsmatchet parvis: R2 = R5. R3 = R6, og R4 = R7.

Lastmotstandene R1 og R8 ved FET-avløpet må også være passende tilpasset. Grytene R9. R11, R13 og R15 som brukes til kalibreringen, bør være trådviklede typer, og fordi disse bare er justert for kalibreringsformålet, kan de monteres inne i kretsens kabinett og utstyres med spaltede aksler for å muliggjøre justering gjennom en skrutrekker.

Alle faste motstander (R1 til R8. R10, R12. R14) skal være 1 watt.

Innledende kalibrering

For å starte kalibreringsprosessen trenger du fire perfekt kjente kondensatorer med veldig lav lekkasje, med verdiene: 0,1 uF, 0,01 uF, 1000 pF og 200 pF,
1-Hold avstandsbryteren i posisjon D, og ​​sett inn 0,1 uF-kondensatoren i klemmene X-X.
2-bryter PÅ S1.

Et karakteristisk meterkort kan tegnes, eller tall kan skrives på den eksisterende bakgrunnshjulet til mikroammeter for å indikere kapasitansområder på 0-200 pF, 0-1000 pF, 0-0,01 uF og 0-0 1 uF.

Når kapasitansmåleren brukes videre, kan det hende du føler det nødvendig å feste en ukjent kondensator til terminalene X-X slå PÅ S1 for å teste kapasitansavlesningen på måleren. For størst presisjon anbefales det å innlemme rekkevidden som tillater avbøyning rundt den øvre delen av målestokken.

Feltstyrkemåler

FET-kretsen nedenfor er designet for å oppdage styrken til alle frekvenser innen 250 MHz, eller kan være enda høyere noen ganger.

En liten metallpinne, stang, teleskopantenn oppdager og mottar radiofrekvensenergien. D1 korrigerer signalene og leverer en positiv spenning til FET-porten, over R1. Denne FET fungerer som en DC-forsterker. 'Set Zero' potten kan være hvilken som helst verdi mellom 1k og 10k.

Når det ikke er noe RF-inngangssignal, justerer det gate- / kildepotensialet på en slik måte at måleren bare viser en liten strøm, som øker proporsjonalt avhengig av nivået på RF-signalet.

For å få høyere følsomhet kan det installeres en 100uA meter. Ellers kan en lavfølsomhetsmåler som 25uA, 500uA eller 1mA også fungere ganske bra og gi de nødvendige RF-styrke målingene.

Hvis den feltstyrke meter er nødvendig for å teste bare for VHF, må en VHF-choke inkorporeres, men for normal applikasjon rundt lavere frekvenser er en kortbølgedrossel viktig. En induktans på omtrent 2,5mH vil gjøre jobben i opptil 1,8 MHz og høyere frekvenser.

FET feltstyrkemålerkrets kan bygges inne i en kompakt metallboks, med antennen forlenget utenfor kabinettet, vertikalt.

Under drift muliggjør enheten innstilling av en endelig forsterker og antennekretser for transmitteren, eller omjustering av forspenning, stasjon og andre variabler for å bekrefte optimal utstrålt utgang.

Resultatet av justeringer kan sees gjennom den kraftige nedbøyningen eller dyppingen av målernålen eller avlesningen på feltstyrkemåleren.

Fuktighetsdetektor

Den følsomme FET-kretsen som er demonstrert nedenfor, vil gjenkjenne eksistensen av atmosfærisk fuktighet. Så lenge sanseputen er fri for fuktighet, vil dens motstand være overdreven.

På den annen side vil tilstedeværelsen av fuktighet på puten senke motstanden, derfor vil TR1 tillate ledning av strøm ved hjelp av P2, noe som får basen til TR2 til å bli positiv. Denne handlingen vil aktivere stafetten.

VR1 gjør det mulig å justere nivået der TR1 slås PÅ, og bestemmer derfor følsomheten til kretsen. Dette kan løses til et ekstremt høyt nivå.

Potten VR2 gjør det mulig å justere kollektorstrømmen for å sikre at strømmen gjennom reléspolen er veldig liten i periodene når sensorputen er tørr.

TR1 kan være 2N3819 eller en hvilken som helst annen vanlig FET, og TR2 kan være en BC108 eller en annen vanlig forsterket NPN-transistor. Senseputen produseres raskt fra 0,1 tommer eller 0,15 i matriseperforert kretskort med ledende folie over hullrådene.

Et kort som måler 1 x 3 tommer er tilstrekkelig hvis kretsen brukes som en vannstandsdetektor, men et større kort (kanskje 3 x 4 tommer) anbefales for å aktivere FET fuktdeteksjon , spesielt i regntiden.

Advarselenheten kan være hvilken som helst ønsket enhet, for eksempel en indikatorlampe, bjelle, summer eller lydoscillator, og disse kan integreres inne i kabinettet, eller plasseres utvendig og kobles opp gjennom en skjøteledning.

Spenningsregulator

Den enkle FET-spenningsregulatoren som er forklart nedenfor, gir rimelig god effektivitet ved å bruke minst antall deler. Den grunnleggende kretsen er demonstrert nedenfor (øverst).

Enhver form for variasjon i utgangsspenning indusert gjennom en endring i belastningsmotstand endrer portens kildespenning til f.e.t. via R1 og R2. Dette fører til en motvirkende endring i avløpsstrøm. Stabiliseringsforholdet er fantastisk ( ≈ 1000) men utgangsmotstanden er ganske høy R0> 1 / (YFs> 500Ω) og utgangsstrømmen er faktisk minimal.

For å beseire disse uregelmessighetene, den forbedrede bunnen spenningsregulator krets kan brukes. Utgangsmotstanden reduseres enormt uten å kompromittere stabiliseringsforholdet.

Maksimal utgangsstrøm er begrenset av den tillatte spredningen av den siste transistoren.

Motstand R3 er valgt for å skape en hvilestrøm på et par mA i TR3. En god testoppsett med de angitte verdiene forårsaket en endring på mindre enn 0,1 V selv når belastningsstrømmen ble variert fra 0 til 60 mA ved 5 V utgang. Effekten av temperaturen på utgangsspenningen ble ikke sett på, men den kunne muligens holdes under kontroll gjennom riktig valg av avløpsstrømmen til f.e.t.

Audio Mixer

Noen ganger kan det hende du er interessert i å fade-in eller fade-out eller bland et par lydsignaler på tilpassede nivåer. Kretsen presentert nedenfor kan brukes til å oppnå dette formålet. En bestemt inngang er assosiert med sokkel 1, og den andre til sokkel 2. Hver inngang er designet for å akseptere høye eller andre impedanser, og har uavhengig volumkontroll VR1 og VR2.

R1- og R2-motstander gir isolasjon fra pottene VR1 og VR2 for å sikre at en laveste innstilling fra en av pottene ikke jordinger inngangssignalet til den andre potten. Et slikt oppsett er passende for alle standardapplikasjoner, ved bruk av mikrofoner, pick-up, tuner, mobiltelefon, etc.

FET 2N3819 samt andre lyd- og generelle FET-er vil fungere uten problemer. Utgangen må være en skjermet kontakt gjennom C4.

Enkel tonekontroll

Kontroller med variabel musikktone muliggjør tilpasning av lyd og musikk i henhold til personlige preferanser, eller tillater en viss kompensasjonsstørrelse for å øke den generelle frekvensresponsen til et lydsignal.

Disse er uvurderlige for standardutstyr som ofte kombineres med krystall- eller magnetiske inngangsenheter, eller for radio og forsterker osv., Og som mangler inngangskretser beregnet på slik musikkspesialisering.

Tre forskjellige passive tonekontrollkretser er vist i figur nedenfor.

Disse designene kan fås til å fungere med et vanlig forforsterkertrinn som vist i A. Med disse passive tonekontrollmodulene kan det være et generelt tap av lyd som forårsaker en viss reduksjon i utgangssignalnivået.

I tilfelle forsterkeren ved A inkluderer tilstrekkelig forsterkning, kan tilfredsstillende volum fortsatt oppnås. Dette er avhengig av forsterkeren og andre forhold, og når det antas at en forforsterker kan gjenopprette volumet. I trinn A fungerer VR1 som tonekontrollen, høyere frekvenser minimeres som svar på at viskeren beveger seg mot C1.

VR2 er kablet for å danne en forsterknings- eller volumkontroll. R3 og C3 tilbyr kildeforstyrrelse og forbikobling, og R2 fungerer som tømmelydbelastningen, mens utgangen er hentet fra C4. R1 med C2 brukes til å koble fra den positive tilførselsledningen.

Kretsene kan drives fra en 12V DC-forsyning. R1 kan modifiseres hvis nødvendig for større spenninger. I denne og relaterte kretser finner du betydelig bredde i størrelsesvalget for posisjoner som C1.

På krets B fungerer VR1 som en toppkuttkontroll, og VR2 som volumkontroll. C2 er koblet til porten ved G, og en 2,2 M motstand gir DC-ruten gjennom porten til negativ linje, gjenværende deler er R1, R2, P3, C2, C3 og C4 som ved A.

Typiske verdier for B er:

• C1 = 10nF
• VR1 = 500k lineær
• C2 = 0,47 uF
• VR2 = 500k logg

En annen toppkuttkontroll er avslørt ved C. Her er R1 og R2 identiske med R1 og R2 av A.

C2 av A blir innlemmet som ved A. Noen ganger kan denne typen tonekontroll inkluderes i et allerede eksisterende stadium uten praktisk talt noen hindring for kretskortet. C1 ved C kan være 47nF, og VR1 25k.

Større størrelser kan prøves for VR1, men det kan resultere i at en stor del av det hørbare området av VR1 bruker bare en liten del av rotasjonen. C1 kan gjøres høyere for å gi forbedret toppkutt. Resultatene oppnådd med forskjellige delverdier påvirkes av impedansen til kretsen.

Single Diode FET Radio

Den neste FET-kretsen nedenfor viser en enkel forsterket diode radiomottaker ved hjelp av en enkelt FET og noen passive deler. VC1 kan være en typisk størrelse 500 pF eller identisk GANG-innstillingskondensator eller en liten trimmer i tilfelle alle proporsjoner trenger å være kompakte.

Innstillingsantennespolen er bygget med femti svinger på 26 swg til 34 swg wire, over en ferritstang. eller kunne bli berget fra en hvilken som helst eksisterende mediumbølgemottaker. Antall viklinger vil muliggjøre mottak av alle nærliggende MW-bånd.

MW TRF radiomottaker

Den neste relativt omfattende TRF MW radiokrets kan bygges med bare en coupé med FET. Den er designet for å gi en anstendig hodetelefonmottak. For lengre rekkevidde kan en lengre antennetråd festes til radioen, ellers kan den brukes med lavere følsomhet, avhengig av ferrittstangspolen bare for MW-signalopptak i nærheten. TR1 fungerer som detektoren, og regenerering oppnås ved å tappe på innstillingsspolen.

Anvendelsen av regenerering forbedrer selektiviteten betydelig, samt følsomheten for svakere overføringer. Potensiometeret VR1 tillater manuell justering av avløpspotensialet til TR1, og fungerer derfor som en regenereringskontroll. Lydutgang fra TR1 er koblet til TR2 av C5.

Denne FET er en lydforsterker som driver hodetelefonene. Et fullt hodesett er mer egnet for uformell innstilling, selv om telefoner med omtrent 500 ohm DC-motstand, eller rundt 2k impedans, vil gi gode resultater for denne FET MW-radioen. I tilfelle det ønskes et mini-øretelefon for lytting, kan dette være en magnetisk enhet med moderat eller høy impedans.

Hvordan lage antennespolen

Innstillingsantennespolen er bygd ved hjelp av femti omdreininger av superemalert 26swg-ledning, over en standard ferritstang med en lengde på rundt 5in x 3/8in. Hvis svingene er viklet over et tynt kortrør som gjør det lettere å skyve spolen på stangen, kan det være mulig å justere bånddekningen optimalt.

Viklingen starter ved A, tappingen for antennen kan trekkes ut ved punkt B, som er rundt tjuefem omdreininger.

Punkt D er den jordede endeterminalen på spolen. Den mest effektive plasseringen av tappingen C vil avhenge ganske av FET valgt, batterispenningen, og om radiomottakeren vil bli kombinert med en ekstern antenneledning uten antenne.

Hvis tappingen C er for nær slutten D, vil regenerering slutte å starte, eller vil være ekstremt dårlig, selv med VR1 slått for optimal spenning. Imidlertid vil det å ha mange svinger mellom C og D føre til svingning, selv med VR1 bare litt rotert, noe som får signalene til å bli svekket.