Hakkfilterkretser med designdetaljer

I denne artikkelen går vi gjennom en detaljert diskusjon om hvordan du designer hakkfiltre med presis senterfrekvens og for maksimal påvirkning.

Hvor hakkfilter brukes

Hakkfilterkretser brukes vanligvis til å undertrykke, oppheve eller avbryte et bestemt frekvensområde for å unngå irriterende eller uønsket interferens i en kretskonfigurasjon.

Det blir spesielt nyttig i sensitivt lydutstyr som forsterkere, radiomottakere der et enkelt eller et valgt antall uønskede forstyrrende frekvenser kreves eliminert på en enkel måte.

Aktive hakkfiltre ble aktivt brukt i løpet av de tidligere tiårene for forsterker- og lydapplikasjoner for å eliminere 50- og 60-Hz brumforstyrrelser. Disse nettverkene har vært skjønt noe vanskelig fra synspunktene til senterhakfrekvens (f0) innstilling, balanse og konsistens.

Med introduksjonen av de moderne høyhastighetsforsterkerne ble det viktig å lage kompatible høyhastighets hakkfiltre som kan brukes til å håndtere høyhastighets hakfrekvensfiltrering med en effektiv hastighet.

Her vil vi prøve å undersøke mulighetene og tilhørende kompleksiteter involvert i produksjonen av filtre med høy hakk.

Viktige egenskaper

Før vi går inn i emnet, la oss først oppsummere de viktige egenskapene som kan være strengt nødvendige når vi designer de foreslåtte høyhastighets hakefiltre.

1) Brattheten til null-dybden som er angitt i figur 1-simuleringen, er kanskje ikke mulig praktisk, de mest effektive oppnåelige resultatene kan ikke være over 40 eller 50 dB.

2) Derfor må det forstås at den mer signifikante faktoren som skal forbedres, er senterfrekvensen og Q, og designeren bør fokusere på dette i stedet for dybden i hakket. Hovedmålet mens du lager et hakkfilter, bør være nivået på avvisning av den uønskede forstyrrende frekvensen. Dette må være optimalt.

3) Problemet ovenfor kan løses optimalt ved å foretrekke de beste verdiene for R- og C-komponentene, som kan implementeres ved å bruke RC-kalkulatoren vist i referanse 1, som kan brukes til å identifisere R0 og C0 for et spesielt hakkfilter som designer applikasjonen.

Følgende data vil utforske og hjelpe til med å forstå utformingen av noen interetsing hakfilter topologier:

Twin-T hakkfilter

Twin-T-filterkonfigurasjonen vist i figur 3 ser ganske interessant ut på grunn av god ytelse og involvering av bare en enkelt opamp i designet.

Skjematisk

Selv om den ovennevnte hakkfilterkretsen er rimelig effektiv, kan den ha visse ulemper på grunn av den ekstreme enkelheten den har, som gitt nedenfor:

Designet bruker 6 presisjonskomponenter for innstillingen, hvor et par av disse for å oppnå forholdet til de andre. Hvis denne komplikasjonen må unngås, kan kretsen kreve inkludering av ytterligere 8 presisjonskomponenter, for eksempel R0 / 2 = 2nO R0 parallelt og 2 i C0 = 2 nO C0 parallelt.

En Twin-T-topologi fungerer ikke lett med en enkelt strømforsyning, og er ikke i samsvar med fullverdige differensialforsterkere.

Utvalget av motstandsverdier fortsetter å øke på grunn av RQ<< R0 necessity which in turn may influence on the level of depth of the desired center frequency.

Imidlertid, selv om det er problemer ovenfor, hvis brukeren lykkes med å optimalisere designet med presise komponenter av høy kvalitet, kan det forventes og implementeres en rimelig effektiv filtrering for den gitte applikasjonen.

Fly Notch Filter

Figur 4 viser Fliege Notch filterdesign, som identifiserer noen få forskjellige fordeler sammenlignet med Twin-T-motstykket, som fortalt nedenfor:

1) Den inneholder bare et par presisjonskomponenter i form av Rs og Cs for å oppnå en nøyaktig senterfrekvensjustering.

2) Et merkbart aspekt ved denne designen er at den tillater små unøyaktigheter i komponentene og innstillingene uten å påvirke dybden på hakkepunktet, selv om senterfrekvensen kan endres litt tilsvarende.

3) Du finner et par motstander som er ansvarlige for å bestemme senterfrekvensen diskret hvis verdier kanskje ikke er ekstremt kritiske

4) Konfigurasjonen muliggjør innstilling av senterfrekvensen med et relativt smalt område uten å påvirke hakkedybden til et betydelig nivå.

Imidlertid er det negative med denne toplogien bruken av to opamper, og likevel blir den ikke brukbar med differensialforsterkere.

Simuleringsresultater

Simuleringer ble opprinnelig utført med de mest passende opamp-versjonene. Virkelige opamp-versjoner ble snart brukt, noe som ga resultater som var sammenlignbare med de som ble oppdaget i laboratoriet.

Tabell 1 viser komponentverdiene som ble brukt til skjematisk i figur 4. Det syntes ikke å være noen mening i å utføre simuleringer ved eller over 10 MHz, hovedsakelig fordi laboratorietester i det vesentlige ble utført som en oppstart, og 1 MHz var den ledende frekvensen der det var behov for å bruke et hakfilter.

Et ord angående kondensatorer : Til tross for at kapasitansen bare er et 'tall' for simuleringer, er ekte kondensatorer designet av unike dielektriske elementer.

For 10 kHz forpliktet motstandsverdien kondensatoren til en verdi på 10 nF. Selv om dette gjorde trikset riktig i demo, ba det om en justering fra et NPO-dielektrikum til et X7R-dielektrikum i laboratoriet, noe som førte til at hakkfilteret falt helt med funksjonen.

Spesifikasjonene for de 10 nF kondensatorene som ble brukt var i umiddelbar nærhet i verdi, som et resultat var nedgangen i hakkedybden hovedsakelig ansvarlig på grunn av dårlig dielektrikum. Kretsen ble tvunget til å gå tilbake til respekten for en Q = 10, og en 3-MΩ for R0 ble ansatt.

For virkelige kretser anbefales det å følge NPO-kondensatorer. Kravverdiene i tabell 1 ble ansett som et godt valg like i simuleringer og i laboratorieutvikling.

I begynnelsen ble simuleringene utført uten 1-kΩ potensiometeret (de to 1-kΩ faste motstandene ble assosiert spesifikt synkronisert, og til den ikke inverterende inngangen til den nedre opampen).

Demo-utganger er presentert i figur 5. Du finner 9 deler av resultatene i figur 5, men du kan oppdage at bølgeformene per Q-verdi overlapper dem ved de andre frekvensene.

Beregning av senterfrekvens

Senterfrekvensen er under alle omstendigheter moderat over et strukturmål på 10 kHz, 100 kHz eller 1 MHz. Dette kan være så nært som en utvikler kan anskaffe seg med en akseptert E96-motstand og E12-kondensator.

Tenk på situasjonen ved hjelp av et 100 kHz hakk:

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1,58k x 1nF = 100,731 kHz

Slik det kan sees, ser resultatet litt ut av merket, dette kan strømlinjeformes ytterligere og gjøres nærmere den nødvendige verdien hvis 1nF-kondensatoren er modifisert med en standard E24-verdikondensator, som vist nedenfor:

f = 1 / 2π
x 4.42k x 360 pF = 100.022 kHz, ser mye bedre ut

Bruken av E24-versjonskondensatorer kan føre til vesentlig mer presise senterfrekvenser mesteparten av tiden, men på en eller annen måte kan det å oppnå E24-seriekvantiteter være en dyre (og unødig) overhead i mange laboratorier.

Selv om det kan være praktisk å evaluere E24-kondensatorverdier i hypotesen, blir de fleste av dem i den virkelige verden nesten aldri implementert, så vel som forlengede kjøretider involvert med dem. Du vil oppdage mindre kompliserte preferanser for å kjøpe E24 kondensatorverdier.

Grundig evaluering av figur 5 bestemmer at hakket savner senterfrekvensen i en beskjeden mengde. Ved mindre Q-verdier kan du fremdeles finne betydelig kansellering av den spesifiserte hakkfrekvensen.

Hvis avvisningen ikke er tilfredsstillende, kan det være lurt å tilpasse hakkfilteret.

Tilbake igjen, med tanke på scenariet på 100 kHz, observerer vi at reaksjonen rundt 100 kHz utvides i figur 6.

Samlingen av bølgeformer til venstre og høyre for senterfrekvensen (100,731 kHz) tilsvarer filterreaksjoner når 1-kΩ potensiometeret er plassert og justert i trinn på 1%.

Hver gang potensiometeret stilles inn halvveis, avviser hakefilteret frekvenser med den nøyaktige kjernefrekvensen.

Graden av simulert hakk er faktisk i størrelsesorden 95 dB, men dette er ganske enkelt ikke ment å materialisere seg i den fysiske enheten.

En 1% justering av potensiometeret plasserer et hakk som vanligvis overstiger 40 dB rett på den foretrukne frekvensen.

Nok en gang kan dette virkelig være det beste scenariet når det er gjort med ideelle komponenter, men laboratoriedata viser likevel mer nøyaktige ved lavere frekvenser (10 og 100 kHz).

Figur 6 bestemmer at du må oppnå mye nærmere den presise frekvensen med R0 og C0 helt i starten. Ettersom potensiometeret kan være i stand til å rette frekvenser over et omfattende spektrum, kan hakkets dybde forringes.

Over et beskjedent område (± 1%) kan man oppnå en 100: 1-avvisning av dårlig frekvens likevel over et økt område (± 10%), bare en 10: 1-avvisning er mulig.

Lab-resultater

Et THS4032 evalueringskort ble implementert for å sette sammen kretsen i figur 4.

Det er faktisk en generell struktur som bruker bare 3 hoppere sammen med spor for å fullføre kretsen.

Komponentmengdene i tabell 1 ble brukt, begynnende med de som sannsynligvis ville kaste ut en 1 MHz frekvens.

Motivet var å jakte på regelverk for båndbredde / svinghastighet ved 1 MHz og sjekke på rimeligere eller høyere frekvenser etter behov.

Resultater ved 1 MHz

Figur 7 betyr at du kan få en rekke spesifikke båndbredde- og / eller svinghastighetsreaksjoner ved 1 MHz. Reaksjonsbølgeformen ved en Q på 100 viser bare en ringing hvor hakket kan være til stede.

Ved et Q på 10 eksisterer det bare et 10-dB hakk, og et 30-dB hakk ved et Q på 1.

Det ser ut til at hakkfiltre ikke klarer å oppnå så høy frekvens som vi sannsynligvis ville forutse, likevel er THS4032 ganske enkelt en 100 MHz-enhet.

Det er naturlig å forutse overlegen funksjonalitet fra komponenter med forbedret enhetsgevinst båndbredde. Enhetsgevinststabilitet er kritisk, av den grunn at Fliege-topologien bærer fast enhetsgevinst.

Når skaperen håper å tilnærme seg nøyaktig hvilken båndbredde som er avgjørende for et hakk ved en bestemt frekvens, er et riktig sted å gå rundt forsterkningen / båndbreddekombinasjonen som presentert i databladet, som skal være hundre ganger midtfrekvensen til hakket.

Tilleggsbåndbredde kan muligens forventes for økte Q-verdier. Du kan finne en grad av frekvensavvik for hakksenteret når Q endres.

Dette er nøyaktig det samme som frekvensovergangen som er lagt merke til for båndpasfilter.

Frekvensovergangen er lavere for hakkfiltre som brukes til å arbeide ved 100 kHz og 10 kHz, som beskrevet i figur 8 og til slutt i figur 10.

Data ved 100 kHz

Delmengder fra tabell 1 ble deretter vant til å etablere hakkfiltre på 100 kHz med forskjellige Q-er.

Dataene er presentert i figur 8. Det ser straks krystallklart ut at brukbare hakkfiltre vanligvis er utviklet med en senterfrekvens på 100 kHz, til tross for at hakkedybden tilfeldigvis er betydelig mindre ved større verdier av Q.

Husk imidlertid at konfigurasjonsmålet som er oppført her, er et 100-kHz og ikke et 97-kHz-hakk.

Delverdiene som er foretrukket var de samme som for simuleringen, og derfor må hakkens senterfrekvens være teknisk på 100,731 kHz. Likevel blir virkningen stavet av komponentene som inngår i laboratoriedesignet.

Gjennomsnittsverdien av 1000-pF kondensatorsortimentet var 1030 pF, og av 1,58-kΩ motstandssortimentet var 1,583 kΩ.

Hver gang senterfrekvensen utarbeides med disse verdiene, når den til 97,14 kHz. De spesifikke delene, til tross for dette, kunne knapt bestemmes (styret var ekstremt følsomt).

Forutsatt at kondensatorene er ekvivalente, kan det være lett å bli høyere gjennom noen konvensjonelle E96-motstandsverdier for å oppnå resultater strammere til 100 kHz.

Det burde være unødvendig å si at det mest sannsynlig ikke er et alternativ i høyvolumproduksjon, hvor 10% kondensatorer muligens kan stamme fra praktisk talt alle pakker og sannsynligvis fra forskjellige produsenter.

Valget av senterfrekvenser vil være i henhold til toleransene for R0 og C0, noe som er dårlige nyheter i tilfelle et høyt Q-hakk blir nødvendig.

Det er tre metoder for å takle dette:

Kjøp motstander og kondensatorer med høyere presisjon

minimere Q-spesifikasjonen og nøye deg med mindre avvisning av uønsket frekvens eller

finjuster kretsen (som ble tenkt på senere).

Akkurat nå ser kretsen ut til å være personlig for å motta en Q på 10, og et 1-kΩ potensiometer integrert for innstilling av senterfrekvensen (som avslørt i figur 4).

I den virkelige utformingen burde potensiometerverdien som foretrekkes være litt mer enn det nødvendige området for å dekke hele spekteret av senterfrekvenser så mye som mulig, selv i verste fall med R0- og C0-toleranser.

Det hadde ikke blitt oppnådd på dette tidspunktet, fordi dette var et eksempel på å analysere potensialer, og 1 kΩ var den mest konkurransedyktige potensiometerkvaliteten som var tilgjengelig i laboratoriet.

Da kretsen ble justert og innstilt for en senterfrekvens på 100 kHz som skissert i figur 9, fornedret haknivået fra 32 dB til 14 dB.

Husk at denne hakkdybden muligens kan forbedres dramatisk ved å gi den foreløpige f0 strammere til den best egnede verdien.

Potensiometeret er ment å være finjustert over et beskjedent område med senterfrekvenser.

Imidlertid er en 5: 1-avvisning av en uønsket frekvens ærverdig og kan godt være tilstrekkelig for mange bruksområder. Langt mer avgjørende programmer kan unektelig kreve deler med høyere presisjon.

Restriksjoner på båndbredde for forsterkere, som har muligheten til i tillegg å redusere den innstilte hakkstørrelsen, kan også være ansvarlig for å hindre at hakgraden blir så liten som mulig. Med dette i bakhodet ble kretsen igjen justert for en senterfrekvens på 10 kHz.

Resultater ved 10 kHz

Figur 10 bestemmer at hakkedalen for en Q på 10 har utvidet seg til 32 dB, det kan være av det du kan forvente fra en senterfrekvens på 4% avslag fra simuleringen (figur 6).

Opampen reduserte uten tvil hakkets dybde ved en senterfrekvens på 100 kHz! Et 32-dB hakk er en kansellering på 40: 1, som kan være rimelig anstendig.

Derfor, til tross for deler som konstruerte en foreløpig 4% feil, hadde det vært enkelt å kaste ut et 32-dB hakk med den mest etterspurte senterfrekvensen.

Den ubehagelige nyheten er det faktum at for å unngå båndbredde for opamp, er den høyest mulige hakkfrekvensen som kan tenkes med en 100 MHz opamp omtrent 10 og 100 kHz.

Når det gjelder hakkfiltre, anses 'høyhastighet' følgelig som ekte på rundt hundrevis av kilohertz.

En ypperlig praktisk applikasjon for 10-kHz hakkfiltre er AM-mottakere (mediumbølger), der bæreren fra nabostasjonene genererer et høyt 10-kHz skrik i lyden, spesielt om natten. Dette kan absolutt rive på nervene mens innstillingen er kontinuerlig.

Figur 11 viser det plukkede lydspekteret til en stasjon uten å bruke og bruke 10-kHz-hakket ble implementert. Legg merke til at 10-kHz-støyen er den høyeste delen av den plukkede lyden (figur 11a), selv om det menneskelige øret er vesentlig mindre utsatt for det.

Dette lydområdet ble fanget om natten på en stasjon i nærheten som mottok et par kraftige stasjoner på begge sider. FCC-bestemmelser tillater visse varianter av stasjonsbærerne.

Av den grunn vil beskjedne fallgruver i bærefrekvensen til de to nabostasjonene sannsynligvis gjøre 10-kHz-lydene heterodyne, noe som øker den irriterende lytteopplevelsen.

Hver gang hakfilteret er implementert (figur 11b), minimeres 10-kHz-tonen til det matchende nivået som for den tilstøtende modulasjonen. Videre observeres på lydspekteret 20-kHz bærere fra stasjoner 2 kanaler unna og en 16-kHz tone fra en transatlantisk stasjon.

Disse er generelt ikke en stor bekymring, siden de dempes betydelig av mottakeren IF. En frekvens på rundt 20 kHz kan være uhørlig for det overveldende flertallet av individer i begge tilfeller.

Referanser: